指导教师：钟洪声 崔红玲 杨忠孝 队员及年级：卢游 07 黄海 06 曹祖杨 07
学校及院系：电子科技大学 电子工程学院
摘 要 要
本系统采用两片TPS5430芯片，构成两路DC-DC电路。通过两片负载共享控制芯片UCC29002对输出电流进行均流，两路输出误差最佳可控制在1%以内。另外，本系统用MSP430F449作为数字控制芯片，利用片内ADC采集输出电流，并在输出电流超过1.2A时，通过控制TPS5430的使能端，关闭系统的输出，从而实现过流保护。由于本系统的结构简单，所用器件少，从而保证整个系统高效、稳定。
关键字：关键字： DC- DC-DC UCC29002 TPS5430 高效率 高效率 均流 均流 均流
Abstract
The present system uses two TPS5430 chips, which constitute two DC-DC circuits. Through two UCC29002, the load sharing controller, the output error of current can up to 1%. In addition, the system used a digital control MSP430F449 chip and its on-chip AD collection. If output current is bigger than 1.2A, by controlling the TPS5430, we can make the output current of the system zero. Due to the simple structure of the system, we can use small devices to ensure the entire system efficient and stable.
Keyword: DC-DC UCC29002 TPS5430 High efficiency Current sharing
1
http://hi.baidu.com/quty88/
一、作品简介 作品简介
本系统全部采用TI公司的优质芯片，以较为简单的方案实现了题目的全部功能和要求。主要表现为：
（1）两路独立电源能在通常情况4.5V-5.5V内调整，输出1A以上电流，效率达到85%，
纹波小于50mV；
（2）两路进行均流后，在不同负载下（输出电流0～1A），不均流度3%以内； （3）单路电流超过1.2A，能迅速保护，并会自动尝试负载是否恢复正常。
二、作品实现 作品实现
1.设计方案论证1.设计方案论证 设计方案论证
1.1 DC-DC转换方法及实现方案
【方案一】：采用TI公司的PWM产生芯片TL494，配以MOS管驱动芯片NCP5181，以及低导通电阻的PMOS管IRF9540构成DC-DC模块。 TL494内部集成两个误差放大器，通过反馈能对PWM信号的占空比进行调节，从而精确地调整输出电压。NCP5181具有高驱动能力，开关管能工作在完全导通或完全截止的理想状态，从而使该DC-DC模块具有较高效率。 【方案二】：采用TI公司的集成芯片TPS5430。该芯片内部集成110 mΩ的MOS开关管，效率高达95%，输出电流最高3A，能够满足题目的要求。该芯片固定为500KHz开关频率，可以采用较小的滤波电容、电感消除纹波。而且此芯片只需要配合少许外部原件便可精确、稳定地得到输出电压。
由于采用分离元件搭建电路，外围元件多，电路较为复杂，且其反馈环路较集成芯片更易受到干扰。所以我们采用更为可靠、稳定的TPS5430芯片作为DC-DC模块的主器件。
1.2 均流控制方法及实现方案
【方案一】：我们分别采用两片TL494来为两路电源提供PWM，当两路并联时，利用其中一片TL494的一个内部误差放大器对电压进行调节，使其输出稳定在5V。利用两片高精度差动放大器INA133对两路电源的电流进行取样，将取样电压分别送入另一片TL494的一个内部误差放大器的正负输入端，通过两片TL494的内部误差放大器进行电流电压复合负反馈，从而进行稳压并实现均流。为了电路工作稳定，使误差放大器工作在闭环状态，此时通过调整误差放大器的放大倍数即可调节均流精度，但由于误差放大器的放大倍数有限，只能近似实现均流。 【方案二】：最大电流均流法（自主均流法）。本方案采用负载共享控制器UCC29002实现。在DC-DC模块正常工作时，将两路UCC29002的均流母线连接，此时UCC29002将会自动选出电流最大的一路，并将此路电源作为主电源。均流母线上的电压将由主电源的输出电流决定，从电源的UCC29002接收到母线上的信号后，会控制该路DC-DC模块稍稍提高输出电压。通过减小从电源与主电源的电压差来提高该路输出电流，从而达到均流。并且该方案可通过十分简单的电路完成任意路并联均流，且支持热插拔。
方案一可实现近似均流，不均流度可勉强满足题目要求。而方案二采用的UCC29002的不均流度最佳小于1%，能更好的满足题目要求。且由于采用自主均流法，即使其中一路电源出现故
2
http://hi.baidu.com/quty88/
障，整个系统仍能保证输出，从而提高了整个系统的稳定性。故我们决定采用方案二。
1.3 过流保护与自动恢复及实现方案
【方案一】：用硬件电路实现。当开关电源的输出电流超过规定值时，霍尔电流传感器感应电压与预置的基准电压比较后，使继电器动作断开负载，起到保护作用。为了实现自动恢复功能我们使用了单稳触发延时电路，每次触发后系统停留约6秒时间并继续检测故障是否已经被排除。如果过流故障排除，系统自动恢复。否则，继续保持断开的状态。但是我们实际测得该电路正常工作时，功耗达到了600mW。详图请参见附图1。 【方案二】：使用低功耗单片机MSP430实时监测电流。因为UCC29002的8脚电压与系统的输出电流成正相关，我们用MSP430片内12位ADC定时采样该电压。并把它与预先设定的电压比较来判断过流。当连续两次检测到电流过大时，关断TPS5430使系统不输出电压，6秒延时后使能TPS5430,并继续检测电流。经过实测，TPS5430关断后，不论负载电阻如何变化甚至输出短路，系统输出电流均为零。由于采用了极低功耗的MSP430单片机，该方案的实际功耗仅67mW。 方案二电路简单，稳定性高，功耗非常低，且过流值易于设定，故我们选择了方案二。
2.理论分析2.理论分析
2.1 DC-DC转换模块的设计
TPS5430内部集成了PWM产生电路、高位场效应管驱动电路以及低导通电阻的NMOS管，所以TPS5430的外围电路只需一个自举电容、输出滤波器以及反馈电阻即可。
2.1.1二极管的选取
要想做到高效率,续流二极管的压降要小并且恢复速度足够快。普通的二极管，正向压降
比较大。同时，由于开关管高速地在导通与截止状态之间转换，二极管反应速度不够快，二极管会大量发热并且使TPS5430的输出波形也会受到影响，整个系统的效率很低。肖特基二极管同时拥有低压降和快恢复的特性，是不错的选择。考虑到通过二极管的瞬态尖峰电流可能达到2A，我们选择了肖特基二极管SB540，它的反向耐压值为40V，可承受的瞬态尖峰电流能达到150A。
2.1.2 输出滤波器
电感和电容是DC-DC输出滤波器的关键，他们共同担负着储能与滤波的作用。在设计输出滤波器时，我们可以选择一阶LC滤波器或二阶甚至更高阶LC滤波器。但考虑到本题目对效率及纹波的要求，我们决定选择低阶滤波，以降低滤波器的消耗。通过对电感和电容的计算与测试，我们发现一阶LC滤波器即可满足本题目对纹波的要求。由于TPS5430开关管的工作频率为500KHz，频率较高，故对电容电感的选择已经较为苛刻。输出纹波电压一般是输出电感上纹波电流流过输出电容的等效电阻形成的，为了降低纹波，我们需要尽量降低输出电感的匝间电容和输出电容的等效电阻。而低ESR的电解电容都较为昂贵，故我们在电感上进行改进。通过对电感最佳值的计算，并考虑到电感中的漏磁会对电路产生干扰，我们选择了100μH带磁屏蔽的电感，经过实测，可以将满载时的纹波电压控制在峰峰值30mV左右。
2.1.3电感的计算
由于TPS5430采用自举的方法驱动内部NMOS管，经实际测量，在TPS5430输入电压为8V时，其NMOS管漏极电压为13V。
3
http://hi.baidu.com/quty88/
假设输出电容足够大，则在NMOS管截止时
VL=VD−Vout=13−5=8 其中，VL = 电感两端电压 VD = NMOS管漏极电压 Vout = 输出电压
假设纹波电流峰峰值不超过满负载电流的30%
即∆i= 1A × 30% = 0.3A
TPS5430的工作周期为
11
T = f = 500KHz = 2μs
假设在满负载输出时PWM占空比位65%，所以导通时间为
∆t= T × 65% = 1.3μs
电感值可以由以下公式计算：
L=
VL×∆t∆i
式中，L = 要求的电感，单位为μH，∆t单位为μs，∆i单位为A，VL单位为V 因此，
8*1.3
=34.67µH0.3
由于最低输出电压为4.5V，且为使纹波电压（即纹波电流）进一步减小，故应适量使用更大的电感，在此选择电感值为100μH。
L=
2.1.4输出电容的计算
∆i×∆t
∆VOUT
式中，∆i为输出电流变化量，单位为A ∆t为导通时间，单位为µs
∆Vout为输出纹波电压峰峰值，单位为V，此处假设允许输出纹波为0.1V
0.3*1.3
因此，C==3.9µF
0.1
但当电源的负载从最大突然变为零时，电感中储存的能量将会传送到电容中，但输出电容为3.9µF将会出现严重的过冲电压，这是不允许的，故从能量的角度， 121
LI=C(VP2−VO2) 22
其中，I = 最大输出电流 = 1A C=
P= 最大输出电压 = 5.5V V
4
http://hi.baidu.com/quty88/
VO= 正常输出电压 = 5V 因此，电容最小值为
LI234.67×12
C=2==6.6µF
VP−VO25.52−52
再者，为了得到更好的纹波效果，及更好的防止过冲的发生，该电容在实际应用时最终选择了100µF。
2.2均流模块的实现
无 无UCC29002时的连接UCC29002时的连接 时的连接 有 有UCC29002时的连接UCC29002时的连接 时的连接
加入UCC29002后的电路连接如图所示。在几路电源的UCC29002的均流母线连接后，系统会自动选出电流最大（即输出电压最大）的一路。此路UCC29002内部的三极管截止，即没有电流流入其ADJ脚，故该路中只是反馈线上比无UCC29002时多了一个小电阻（R4，在此取66Ω）。而在电流较小的另一路电源中，UCC29002内部三极管导通，该三极管发射极有一个500Ω电阻到地，此时通过该三极管的电流即为VEAO/500。有此附加电流流过R4后，A点电压下降，从而B点基准电压也下降，而不再是1.22V。此时为了使VSENCE恢复到1.22V，TPS5430将增加PWM脉冲宽度，增加VOUT从而提高该路电流输出，达到均流目的。
在电流取样中，我们使用了5mΩ的取样电阻。为了将该路电流值读入单片机，实现更精确的过流保护，我们曾将UCC29002内部差动放大器提供一个很大的放大倍数，但导致了差动放大器的工作不稳定，同时均流误差也很大。综合考虑均流误差和过流保护，我们将放大倍数减小为100倍。
在R4的选择上，我们试验了20—100Ω。当R4取20Ω时，只有当两路电流相差较小时，系统才具有较好的调节能力。当R4取100Ω时，系统对电流有较强的调节能力，但对输出电压有较大影响。为了兼顾均流能力及输出电压的稳定，我们做出了折中的选择，将R4选定为66Ω。
5
http://hi.baidu.com/quty88/
3.系统框图和软件流程3.系统框图和软件流程
6
http://hi.baidu.com/quty88/
4.选用4.选用TI器件的依据，器件的依据，选型理由 选型理由
4.1 UCC29002
UCC29002对输出电流进行均流，两路输出误差最佳可控制在1%以内。采用此芯片均流实现简单，均流效果好。而且可扩展为N路均流，是实际均流电源的理想选择。
4.2 TPS5430
5.5V 至 36V 输入，3A 降压型DC/DC转换器。由于是开关芯片，转换效率高，且指标均能满足题目要求。
三、所使用TI模拟器件简介 模拟器件简介
在装配及调试过程中，我们发现要想实现精确均流，必须保证电源的输出电压很稳定，即输出电压纹波要足够小。但TPS5430的工作频率较高（500KHz），比较容易发生自激。所以我们先通过详细计算，再实测验证来选择合适的滤波电容电感；同时保证取样电阻为无感电阻，以防产生附加的相移；并通过缩短反馈线的长度来减少干扰，以防止自激的发生。
四、MSP430使用 使用
1.给出外设接口概况1.给出外设接口概况，给出外设接口概况，硬件设计注意事项硬件设计注意事项 设计注意事项
MSP430的端口非常丰富，包括P1~P8。在这个系统中，我们使用P5来产生控制信号，来控制TPS5430的通和短。同时，我们还使用了P1端口来驱动发光二极管和蜂鸣器，进行声光报警。
2.丰富内部电路的应用技巧2.丰富内部电路的应用技巧（丰富内部电路的应用技巧（内置ADC,DAC,比较器等的使用ADC,DAC,比较器等的使用）比较器等的使用）
为了采集两路电源的电流，我们使用了MSP430内部集成的12位ADC。由于要采集两路电流，我们使用序列通道单次转换模式，并用定时器触发方式实现循环采样。
3.低功耗实现3.低功耗实现 低功耗实现
MSP430单片机功耗非常低，而且其默认晶振频率为32768HZ。由于采用了低功耗的MSP430单片机，我们系统中的过流模块的功耗很好的控制在60MW.
7
http://hi.baidu.com/quty88/
五、作品达到的性能指标 作品达到的性能指标
1．测试数据及测试方法测试数据及测试方法 及测试方法
1.1 负载效应的测试方法与数据
1）市电经变压器整流滤波后作为输入电压； 2）单路在空载时调节输出电压为5.000V；
3）单路在负载从10%调节至100%满负载时测量各阶段的输出电压； 4）负载效应按以下公式计算：
负载效应=|（5.000-Vo）|/5.000×100％
输出电流/A 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 输出电压/V 4.998 4.997 4.996 4.995 4.994 4.993 4.992 4.992 4.991 4.991 0.04% 0.06% 0.08% 0.10% 0.12% 0.14% 0.16% 0.16% 0.18% 0.18%
L1负载效应测试数据L1负载效应测试数据 负载效应测试数据
输出电流/A 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 输出电压/V 4.998 4.997 4.996 4.995 4.995 4.994 4.993 4.993 4.992 4.991 负载效应 负载效应
0.04% 0.06% 0.08% 0.10% 0.10% 0.12% 0.14% 0.14% 0.16% 0.18%
L2负载效应测试数据L2负载效应测试数据 负载效应测试数据
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 5.000 5.000 5.001 5.001 5.001 5.002 5.002 5.002 5.003 5.003
输出电流/A 输出电压/V
负载效应 0.00% 0.00% 0.03% 0.03% 0.03% 0.04% 0.04% 0.04% 0.06% 0.06% L1和 L1和L2并联时的负载效应数据L2并联时的负载效应数据 并联时的负载效应数据
1.2 系统效率的测试方法与数据
由于我们的电路对各模块分离供电，故需测量多路电压电流。因电流表非理想，存在一定压差，所以在测试DC-DC模块输入电压时，电压应该在电流表之后测得。同理，在测试DC-DC模块输出电压时，电压应该在电流表之前测得。电压电流测试点示意图请参见附图3，最后效
A1×V1+A2×V2+A3×V3
率可由公式η=×100%得到。
A4×V4
A1/A V1/V A2/A V2/V A3/A V3/V A4/A V4/V 数据 0.79 7.26 0.83 7.18 0.011 7.18 5.02 1.99 功率W 5.74 5.96 0.08 10.0 效率 84.89%
系统效率测试数据 系统效率测试数据
1.3 不均流度的测试方法与数据
1）在空载时调整输出电压为5V
8
http://hi.baidu.com/quty88/
2）在负载从10%调节至100%满负载时分别测量各阶段的输出电流I1，I2
3）不均流度按照以下公式计算：
|(I1−I2)|
×100% 不均流度=
(I1+I2)2
负载/Ω 10 12.5 8 6 5 4 3.6 3 L1/A 0.10 0.20 0.29 0.41 0.50 0.59 0.71 0.79 L2/A 0.10 0.21 0.30 0.41 0.50 0.59 0.71 0.80 不均流度 0% 4.9% 3.3% 0% 0% 0% 0% 1.3%
不均流度测试数据
2.75 0.91 0.92 1.1% 2.5 1.00 1.01 1.0%
1.4纹波的测试方法与数据
1）在空载时调整输出电压为5V
2）在负载从10%调节至100%满负载时分别测量各阶段的纹波
输出电流/A 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 纹波/mV 14.0 15.6 17.2 19.8 20.2 24.8 28.8
L1纹波测试数据
输出电流/A 纹波/mV
负载效应 纹波电压/mV
效率 不均流度 过流保护
基本部分 0.5% 250 70% 15% √
发挥部分 — 100 80% 5% —
实测结果 ≤0.2% ≤50 85% ≤3% √
0.1 20.5
0.2 22.8
0.3 22.4
0.4 23.8
0.5 25.8
0.6 27.4
0.7 28.2
0.8 32.0
0.9 36.0
1.0 37.4
0.8 28.3 0.9 33.6 1.0 33.4
L2纹波测试数据
2.误差分析及改进2.误差分析及改进 误差分析及改进
在方案实施过程中，由于时间比较紧，来不及制板，而试验板的结构受限，因此，我们还没有充分发挥TI芯片的最大潜能。
9
http://hi.baidu.com/quty88/
因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容